【2017年整理】恒流源电路.ppt

Evaluation only. Created with Aspose.Slides for .NET 3.5 Client Profile 5.2.0.0. Copyright 2004-2011 Aspose Pty Ltd.;电流复制的基本原理 相同的工艺参数制作的两个 相同的MOS器件具有相同 的栅源电压，并且都工作在 饱和区则其漏极电流完全相 等，即实现了所谓的电流复制 。 但由于存在沟道调制效应时，其漏源电压 VDS若不相等，则其电流也不会相同。 ;在考虑沟道调制效应时有： 　　 　　　　　　 从上式可以看出：假如已有IR，只要改变M1与M2的宽长比，就可设计出Io，它即可以与IR相等，也可与IR成一比例关系，所以也称为比例电流镜，这种技术在模拟集成电路中有着广泛的应用，比如作为放大器的负载。 但是由于存在沟道调制效应，且VDS2是一变量，因此Io实际上不是一个恒流源。;如何改善Io的恒流特性以实现真正意义上的电流源，可以看到原则上有两种方法： 1、减小以至消除M2的沟道调制效应（因为VDS1＝VGS1为定值，故M1不影响Io的恒流特性），即通过增大M2的沟道长度，以减小λ，增大输出阻抗，从而改善恒流特性。 2、设定VDS2＝VDS1，则可知Io与IR只与M1、M2的宽长比相关，从而得到具有很好的恒流特性的电流源。;因为沟道调制效应在小特征尺寸的CMOS工艺中是不能消除的，因此通常是采用第二种方法来改善电流源的恒流特性，由此而设计出了多种恒流源电路结构。 另外，有时还由于存在不同的体效应，使各自的阈值电压Vth不相等，因而其电流也会产生偏差，这也可以通过电路的合理设计以消除它对电流镜的影响。 ;该电流源的基本原理是利用负反馈来提高电流源的输出阻抗以使电流源具有良好的恒流特性。;上图中，由于VDS1=VGS3+VGS2，而VGS1=VGS2，所以：VDS1VGS1，因此M1一定工作在饱和区，所以根据饱和萨氏方程可得： 　　　　　　　　　　　　　　　　　 由于VDS2＝VGS2，VDS1=VGS2＋VGS3，即VDS1≠VDS2，所以在这种电流源中，Io/IR的值不仅与M1、M2的几何尺寸相关，还取决于VGS2与VGS3的值。;根据交流小信号等效电路，可求出电路的输出阻抗。忽略M3的衬偏效应，则有： 　　　　　　　　 进一步可推导出： 　 　　　　　　　　　　 　　 假定gm1=gm2=gm3，且gm1rds11，则上式可简化为：;与基本电流镜结构相比，威尔逊电流源具有更大的输出阻抗，所以其恒流特性得到了很大的提高，且只采用了三个MOS管，结构简单，并可应用在亚阈值区。 但是图4中M3与M2的漏源 电压仍不相同，因此提出 了一种改进型的威尔逊电 流源，如图所示。 ;上图中引入了二极管连接的MOS管M4。 根据饱和萨氏方程，Io/IR的表达式与上式相同，且有：VDS1＝VGS2＋VGS3－VGS4。设定VGS3＝VGS4，则有VDS1＝VGS2= VDS2，则有： 　　 上式表明，该结构很好消除了沟道调制效应，是一精确的比例电流源。而且只需四个MOS管就可实现，因此有较广泛的应用。这种结构也可用于亚阈值区域作为精确的电流镜使用。 而要达到VGS4=VGS3，根据饱和萨氏方程可以得到其条件为：;共源共栅电流源是采用共源共栅结构来促使VDS2＝VDS1，从而改善恒流特性的一种行之有效的电路结构，其电路结构如图所示。;适当选择M3与M4的尺寸，就可实现VGS3＝VGS4，且有：VGS4+VA=VGS3+VB，因此，若(W/L)3/(W/L)4=(W/L)2/(W/L)1，且VGS3=VGS4时可得到VA=VB，即使M4与M3存在衬偏效应这个结果也成立。 该结构的输出阻抗为： 　　　　 由上式可以发现，其输出阻抗很大，大约为基本结构输出阻抗的gm4rds4倍。 ;共源共栅结构的主要缺点是损失了电压余度 。一般可采用(W/L)3＞(W/L)1，(W/L)4＞(W/L)2进行补偿。 为了保证VDS2＝VDS1=VGS1成立，根据萨氏方程，可得到M1、M2、M3、M4的几何尺寸必须满足：(W/L)3/(W/L)4=(W/L)2/(W/L)1，一般取L1＝L2＝L3＝L4，则VGS3＝VGS4，VGS2＝VGS1。 总之，该结构的电流仍与基本结构的相同，即仍取决于底层的电流镜（M1与M2）。 ;主要结构是一个输出与输入短路的共源共栅结构。 由图可以看出，三极管M3处于饱和区的条件为： 　 而三极管M1饱和的条件为：