单相正弦波变频电源新.doc

参赛项目报告 题 目： 学 校： 大学 指导教师： 贺志伟、本科生、大学 、本科生、大学、本科生、大学装置方案IR2110是IR公司生产的大功率MOSFET和IGBT专用驱动集成电路，可以实现对MOSFET和IGBT的最优驱动，同时还具有快速完整的保护功能，因而它可以提高控制系统的可靠性，减少电路的复杂程度。相比与用分立元件搭的驱动电路，选用IR2110芯片构成的驱动电路外围电路简单EMI滤波器、浪涌电流限制器、整流以及滤波电路后输出300V直流。当额定电流为2A时，电感量为6mH为宜，安装时将滤波器的外壳接地。为了减小漏电流，取和为2200pF/2kV。VD1～VD4组成桥式整流电路，承受反相电压为300V,平均电流为I/2=1A，留有一定裕量，可选用平均电流为3A的1N5408。由额定电流选用3A的快速熔断器。用0.1uFd的小电容滤波有利于提高功率因数。 图二 电网输入机整流滤波电路 2.设计变压器 EE42铁氧体磁芯的中心柱横截面积=1.78，窗口面积=2.945,它的功率容量乘积==5.17。当开关频率选为70kHz时， =2.976 可见它小于功率容量乘积5.17，可以满足要求。计算原边绕组匝数=匝，,取整数52匝。如果取52匝，电感量过大，可以在磁芯之间加小气隙（小于0.1mm）来调节电感量。副边绕组匝数计算式为。取整数12匝。绕制时把副边绕组放在中间，原边绕组分成三段。先在最里层绕制原边绕组17匝，用外径0.98mm高强度漆包线两根并列绕制；然后绕第一个副边线圈，用4根0.48mm的漆包线并绕12匝；接着用外径0.98mm高强度漆包线两根并列绕制17匝的原边绕组，然后用4根0.48mm的漆包线并绕12匝。最后绕剩下的18匝原边绕组。每绕完一层时用绝缘胶布缠好，并注意方向性。为了减小功率变压器的漏感在原边的输入端并联一个1k/5W的电阻 1000pF的高压电容组成吸收电路。 3.半桥变换器驱动电路和主电路 由SG3525产生的脉冲驱动波形由11脚和14脚输出，通过铁氧磁环耦合到二次侧两个相位相反的绕组，通过驱动电阻R1,R2分别驱动两个MOS管。图中反相串接的二极管用于限制驱动脉冲最大正负幅值，为使幅度限制在15V，选用1N4744稳压管。由于栅源级间阻抗非常高，易于震荡，为此栅源之间的接线尽量要短，最好采用多股绞合线，减小电感。为此图中R1和R2可破换起振条件，R3和R4可降低栅源级的阻抗，防止栅极震荡。 图三 驱动电路 两个特性相同电力MOS管和两只容量、耐压都相同的电容器C1和C2组成一电桥。两只功率MOSFET管，当他们由导通变为截止时，漏感引起的关断电压尖峰，将被与之并联的二极管钳位，使MOS管的电压不超过电源电压300V。功率MOS管的型号为IRFP460，其主要参数为：额定电流20A，额定电压500V，导通电阻0.27Ω。电容器两端电压为150V，选用150Uf/450V的电解电容，这两个电容除了与MOS管组成电桥外还作为输入电路的滤波电容。为了使两个电容电压相等，可以在其来两端分别并联一个20k/5W电阻。 初级线圈与MOS管之间串接电容Cb是为了避免磁通不平衡问题。尽管在C1、C2两端并接分压电阻，节点处的电压不能精确到电源电压的一半，则两个管子分别导通时所承受的电压不相等磁通会沿着磁滞回线正向或反向持续增加直至使磁芯饱和，损害开关管。设平顶脉冲允许电压下降量为10%，则 Cb=,取3个1uF/630V的涤纶电容并联。 4 . PWM控制电路 SG3525为第二代集成电路脉宽调制器，100Hz到500kHz震荡频率范围。包含精密基准源、锯齿波振荡器、误差放大器、比较器、分频器，输出级采用图腾柱输出电路，最大驱动能力为10mA，具有欠电压锁定和限流关断功能，并能实现软启动。振荡器的震荡频率由公式 图四 PWM控制电路 根据输出功率500W和所选变压器磁芯为EE42，设计开关频率为70kHz，所以震荡频率为140kHz,选=2200pF，=4.7kΩ，放电通过外接 =10Ω实现。软启动脚接100uF电容， 5.1V基准电压经1k可调电阻分压后接同相比较端，反相比较端接10kΩ到频率补偿端，8脚接100uF,实现软启动。 5. 输出整流滤波电路 输出变压器的二次侧采用全波整流电路，电路如五示。在整流二极管两端并联RC吸收电路，用于抑制二极管两端的过电压。整流二极管的反向耐压2=DC100V,正向平均电流10A（取20A），选MUR3020，它的反向 耐压200V，正向平均工作电流30A