如何保持高性能移动CPU电源的低元件成本.docx

PAGE 1 PAGE 1 如何保持高性能移动CPU电源的低元件成本 笔记本电脑的新型处理器对电源提出了更高的要求：电流应当更大、对负载阶跃响应速度更快、输出电压在电压识别(VID)码刷新后应能做出更快速的调整。假如现有的电源设计可以满意的负载阶跃响应用规范要求、可保证低纹波，且在全部工作模式下(特殊是待机模式)都能实现高效率，那么把该设计复用到一个新系统则是一个优先的选择。不幸的是，较老的掌握器无法直接通过现有的输出电感来供应快速的负载阶跃响应，因此它们需要额外的大电容让瞬态过程变得平滑。不过，新的电源设计的可用空间与较老式设计所能利用的空间是相同的，因此无法放置额外的电容。本文将争论一种可行的替代方案。 解决新问题的新型掌握器 对大多数笔记本电脑应用来说，两相设计可以把电感电流值掌握在每相20A或者更低，以便对负载阶跃进行快响应，并保证成本。开关频率设定必需足够高，以便能以所要求的转换速率对负载的瞬态变化做出响应。必需保证MOSFET的RDSON很低，以限度地削减高频开关损耗，而且掌握器的反馈环路的带宽必需足够高，以确保响应的快速性。不幸的是，老式的掌握器的带宽有限。提高开关频率并无裨益，由于很窄的带宽限制了环路响应。电感不能供应很大的电流阶跃，因此需要更多的大电容。这种设计的成本和尺寸特别大，而且限制了实时输出电压的阶跃响应。 新型多相同步掌握器可以解决这些问题。它们稳定而高速的反馈回路可以实现尺寸更小、成本更低的设计。有些掌握器还支持在较低开关频率下单相工作，从而大大提凹凸电流和间歇电流条件下的效率。 若得到恰当的补偿，高带宽掌握器可以应对的负载阶跃而不会产生振荡。掌握器可以通过电感供应更多电流，因此从大电容上取走的电荷量更少。新型的掌握器可以快速响应电流瞬态，并同时导通多个相，增加可用的负载电流而无需增加大电容。掌握器可以处理很大的负载阶跃，从而让电感、电容和MOSFET的选择简洁易行。 确定电感值 每相数百kHz的开关频率可以保证设计在开关损耗、纹波和输出滤波器的尺寸等方面取得良好平衡。输出滤波器中的电感值取决于纹波要求而非输出电压。  其中，R0是负载电阻，Vripple是所容许的、由于电感纹波电流所引起的纹波电压。电感中的纹波电流峰峰值应当小于其DC电流的一半。8A的纹波电流在负载为2.5mΩ的状况下所对应的纹波电压是20mVpp。对两相电源来说，Vvid输出电压为1.115V，FSW＝280kHz，从式(2)可以计算出L≥423nH。 电感不应当在每相峰值电流处消失饱和，应当能承受磁芯损耗和平均绕组电流。使用完可能小的电感可以削减输出电容器的数量。电感的直流电阻会影响很多掌握器设计中的电流敏感度，因而需要在功率损耗和测量精度之间取一个折衷的值。 限度削减输出电容值 开关稳压器输出端的陶瓷电容和大电容具有不同的作用。陶瓷电容负责处理CPU的高频瞬态过程，将它们放置在CPU插座里面，可以实现的瞬态抑制，但这限制了所放置的电容数量。假如需要额外的电容，则必需将它们放置在CPU插座四周。 坏的瞬态过程通常是在深休眠状态发生的负载阶跃。开关的导通时间、输出电流阶跃和输出转换速率打算了在CPU电源引脚处的输出滤波器的设计。对大多数笔记本应用来说，输出电容至少为300μF，这可以通过32只并联的0805 10μF陶瓷电容来获得。PCB上寄生参数的变化将导致所需的电容数量量发生转变。 简洁地在低频输出滤波端放置一堆大电容，除了成本很高、尺寸很大外并无什么好处。实时的电压变化设定了一个上限值，即电源必需能产生电压跃升，且在给定的时间内稳定到特定的误差带内。输出端还要求输出电容具有电容值限制，以便在负载阶跃Io条件下和可容忍的过冲范围内，保证具有平滑的负载电压。 在的可容忍过压Vosmax条件下，负载电压是 Vo=Io×Ro+Vosmax 这些方程可以确定大电容Cx的极限值，  其中K=-ln (VERR / VV)。 为了满意上述方程，大电容的等效串联电阻(ESR)应当小于降压电阻Ro的两倍。假如上述方程的求解结果表明Cxmin大于Cxmax，则可以减小电感值，或者增加更多的相，以满意Vvid阶跃要求。若要求在减小电感的同时维持相同的输出纹波，则开关频率应当提高。 例如，若Cz=320μF，实时VID阶跃为22μs、220mV阶跃(tv和Vv)，限制过冲电压为27mV，稳态电压误差(Verr)为10mV，则大电容应当在1.1mF到2.1mF的范围内。若采纳4个330μF的铝电解电容，且每个电容的ESR典型值为6mΩ，则总的电容值为1.32mF，总的ESR为1.5mΩ。 大电容的等效串联电感(ESL)应当足够低，以便在负载消失阶跃时抑制高频振铃。 ESL=Cz×Ro2×Q2，其中，对于临界阻尼系统来说