降低热插拔控制电路电路电流.pdf

/ 降低热插拔控制电路的电路电流 供稿：美信 摘要：当热插拔控制电路的输出发生短路时，会触发内部断路器功能并断开电路。但在内部 断路器做出反应之前，刚开始的短路电流可能达到数百安培。通常热插拔控制器断路器的延 迟时间是 200 至 400ns，再加上栅极下拉电流有限，栅极关闭时间可能需要 10 至 50µs。在 此期间，会产生较大的短路电流。 本应用笔记给出了一个简单的外部电路，它能将初始电流尖峰降至最小并在 200 至 500ns 内隔离短路故障。 典型热插拔电路 我们来考察采用MAX4272 构建的+12V、6A典型热插拔控制电路(图 1)。根据MAX4272 的规格 指标，可知其包含触发门限分别为 50mV和 200mV的低速和快速比较器(整个温度范围内，容 限分别为43.5 至 56mV和 180 至 220mV)。触发电流大小通常为工作电流的 1.5 至 2.0 倍，选 择R 5m Ω。R 允许有 5%的容限，过载条件下低速比较器的触发电流范围是 8.28 至 SENSE SENSE 11.76A；发生短路时，快速比较器的触发电流范围是 34 至 46.2A。 图 1. 典型的热插拔控制电路 低速比较器的最低触发门限比正常工作电流高 38%，快速比较器的短路触发门限是工作电流 的 6 至 8 倍。 快速比较器的延迟时间为 350ns，这一时段的短路电流尖峰仅受限于电路阻抗。此后电流缓 慢下降，直至完全隔离短路故障，3mA栅极下拉电流限制了MOSFET M1 栅极电容(3 至 4nF)的 放电速率。短路电流在 15 至 40µs内缓慢减小，与此同时，栅极电压从 19V被拉到接近地电 位。 / 峰值短路电流 最初 350ns内的峰值电流由以下因素决定： (a) 电源ESR，(b) 短路状态，(c) R 阻值，(d) M1 的R ，(e) M1 的I 。 SENSE DS(ON) D(ON) 以上参数均采用最接近实际情况的取值，可以计算出短路时电路的总阻抗： (电源ESR ⊬ 4mΩ) + (短路环节 ≈ 3mΩ) + (RSENSE = 5mΩ) + (RD(ON) ≈ 4mΩ) ≈ 16mΩ。 这时，短暂的峰值电流为：ISC ≈ 750A，并取决于电源的储能电容(带 2200µF电容的低ESR 背板以 750A电流放电时，1µs内电压仅降低 340mV)。这种情况下，实际的峰值ISC会由M1 的 ID(ON) 限制到 400A左右。 I 取决于V ，因此有必要检查电路，以确定这一时段的栅-源电压。MAX4272 包含一个内 D(ON) GS 部电荷泵，可使正常工作时的栅极电压高出V 约 7V。因而MOS管导通时V = 7V。 IN GS 短路的第二个影响是它实际上增加了VGS 。短路在M1 的漏-源之间引入了一个电压阶跃 -等于 总输入电压的一部分。由于M1 的R 约为预估的短路总阻抗的 1/3，此时施加的V 约为 12V D(ON) DS 阶跃电压的 1/3。由漏-栅电容c 和栅-源电容c 组成的分压器会将该阶跃电压的一部分转移 dg gs 到栅极。经过适当计算，可知引入的额外ΔVGS为 300 至500mV，但短路期间进行的测试表明 该值可高达ΔVGS = +3V。 至此可以清楚地看出，牢固可靠的短路会在几微秒至几十微秒内产生数百安培的电流。 设计者可能希望将Isc峰值限制在 50A，持续时间小于 1µs，但如果不增加更快速的比较器和 栅极下拉电路的话，这一要求是不切实际的。然而，可以考虑对电路做一些简单的修改。 1. 在内部快速比较器最初的 350ns响应时间内，电流会由ID(ON) 限制在几百安以内，此时 可以通过增加