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UC3855A/B 高性能功率因数预调节器（三） 作者：Jim Noon 德州仪器（TI） 4.4 振荡器频率 计算 CT 值： 所选择的开关频率为 250kHz。 4.5 乘法器/分压器电路 计算 VRMS 电阻分压器值： 在低线压条件下 (85 V )，将 V 设置为 1.5V RMS RMS 如果确定了其中一个电阻器 （因为此处有两个方程式，三个未知量），就可求解电压分压器。 假设分压器中值较低的电阻器为 18 Kω，则： RTOTAL=18kΩ×51=918 kΩ 设置 R10=120 kΩ，得出： R9=918kΩ-120kΩ-18 kΩ=780kΩ R9 被分成 2 个电阻器（每一个为 390 kΩ），以降低其电压应力。 计算出电容值，将滤波器极置于 18Hz，则： 其中：REQ=R9II(R10+R11)=117k Ω 为了在不降低系统性能的情况下合并电容值，可以将 C4 选择为 0.1μF。 计算 IAC 电阻值： 在高线压情况下，将 IIAC 设置为 500μA。 将 2 个 390kΩ 电阻器串联，以降低电压应力。 4.5.1 RIMO 的计算 在低线压条件下，I =156μA 且乘法器输出应等于 1V。低线压与最大负载情况下，V 为 IAC EA 其最大值 6V，因此使用乘法器输出方程式： 一个 1000pF 的电容器与 R 并联放置，以实现噪声过滤。由于 R 两端的电压为乘法器 IMO IMO 输出，且为电流误差放大器的参考电压，因此 RC 极点频率应设置为高于 120Hz 的乘法器 信号。 4.6 电流合成器 首先，应为变流器选择一个匝比。变流器是设计用来在峰值输入电流情况下产生 1V 的电 压。在达到电流极限跳变点 (1.4V) 之前，这样就能容许足够的裕度。如果 IPK 为 9.5A， 那么比较合适的匝比为 50：1。这一匝比使感应网络损耗低于 150 mW，并且允许使用一个 1/4W 的电阻器。对检测电阻器求解，得出： 在前面的电流合成器章节中提到 RVS 等于 22 kΩ。现在就可以计算出电流合成器的电容： 4.7 控制环路设计 4.7.1 小信号模型 ZVT PFC 升压转换器的小信号模型与标准的 PFC 升压转换器模型相似。在大多数开关循环 情况下，两种转换器运作基本一样，但是在开关瞬态时，两者略有不同。这就使得控制环 路的设计应按照 [9] 中概述的标准技术进行。 4.7.2 电流环路设计 可在 [5、9、11]