改进型全桥移相ZVS–PWMDC-DC变换器(HY05)..doc
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改進型全橋移相ZVS – PWM DC-DC變換器
摘要:介紹了一種能在全負載範圍內實現零電壓開關的改進型全橋移相ZVS-PWMDC/DC變換器。在分析其開關過程的基礎上,得出了實現全負載範圍內零電壓開關的條件,並將其應用於一台48V/6V的DC/DC變換器。
關鍵字:全橋DC/DC變換器;零電壓開關;死區時間
引言
移相控制的全橋PWM變換器是在中大功率DC/DC變換電路中最常用的電路拓撲形式之一。移相PWM控制方式利用開關管的結電容和高頻變壓器的漏電感作為諧振元件,使開關管達到零電壓開通和關斷。從而有效地降低了電路的開關損耗和開關雜訊,減少了器件開關過程中產生的電磁干擾,為變換器提高開關頻率、提高效率、降低尺寸及重量提供了良好的條件。同時保持了電路拓撲結構簡潔、控制方式簡單、開關頻率恒定、元器件的電壓和電流應力小等一系列優點。
移相控制的全橋PWM變換器存在一個主要缺點是,滯後臂開關管在輕載下難以實現零電壓開關,使得它不適合負載範圍變化大的場合[1]。電路不能實現零電壓開關時,將產生以下幾個後果:
1)由於開關損耗的存在,需要增加散熱器的體積;
2)開關管開通時存在很大的di/dt,將會造成大的EMI;
3)由於副邊二極體的反向恢復,高頻變壓器副邊漏感上的電流瞬變作用,在二極體上產生
電壓過沖和振盪,所以,在實際應用中須在副邊二極體上加入R-C吸收。
??? 針對上述問題,常見的解決方法是在變壓器原邊串接一個飽和電感Ls,擴大變換器的零電壓開關範圍[2][3]。但是,採用這一方法後,電路仍不能達到全工作範圍的零電壓開關。而且,由
於飽和電感在實際應用中不可能具有理想的飽和特性,這將會導致:
1)增加電路環流,從而增加變換器的導通損耗;
2)加重了副邊電壓占空比丟失,從而增加原邊電流及副邊二極體電壓應力;
3)飽和電感以很高的頻率在正負飽和值之間切換,磁芯的損耗會很大,發熱嚴重。
改進型全橋移相ZVSPWMDC/DC變換器是針對上述缺點所提出的一種電路拓撲[4][5][6]。它通過在電路中增加輔助支路,使開關管能在全部負載範圍內達到零電壓開關,它在小功率(3kW)電路中具有明顯的優越性。由於在移相控制的全橋PWM變換器中,超前臂ZVS的實現相對比較簡單,所以本文將不分析超前臂的開關過程,而著重分析滯後臂在增加了輔助支路以後的開關過程及其實現ZVS的條件。
1 改進型全橋移相ZVS-PWMDC/DC變換器
1.1電路拓撲
圖1所示是一種改進型全橋移相ZVSPWMDC/DC變換器,與基本的全橋移相PWM變換器相比,它只在滯後臂增加了由電感Lrx及電容Crx兩個元件組成的一個輔助支路。
在由Lrx及Crx組成的輔助諧振支路中,電容Crx足夠大,其上電壓VCrx應滿足
則電感Lrx上得到的是一個占空比為50%的正負半周對稱的交流方波電壓,其幅值為Vin/2。電感上的電流峰值ILrx(max)為
式中:Vin為輸入直流電壓;
Ts為開關週期。
電路採用移相控制方式,它的主電路工作原理也和基本的全橋PWM變換器完全一樣。而輔助支路的存在,可以保證滯後臂開關管在全部負載範圍內的零電壓開通和關斷。
1.2電路運行過程分析
由於移相控制的全橋PWM電路在很多文獻上已經有了詳細的探討,所以本文不具體地分析其工作過程,只討論滯後臂開關管的開關過程及其達到零電壓開關的條件。為了便於分析,假設:
——所有功率開關管及二極體均為理想器件;
——所有電感及電容均為理想元件;
——考慮功率開關管輸出結電容的非線性,有C1=C2=C3=C4=(4/3)Coss,並記C3+C4=C;
——考慮變壓器的漏感Llk;
——由於電感Lrx及電容Crx足夠大,可以認為電感Lrx上電流iLrx在死區td內保持不變。
1)t0時刻之前
在t0時刻之前,如圖2所示,變壓器原邊二極體D1,開關管S3,變壓器副邊二極體D5處於導通狀態,變壓器原邊電流ip通過二極體D1和開關管S3流通,並在輸出電壓nVo的作用下線性下降,電路處於環流狀態,實際電流方向與電流參考方向相反。在t0時刻,變壓器原邊電流ip(t0)為
??? 式中:I1是副邊輸出濾波電感Lf電流最小值反射
到原邊的電流值,顯然,I1的大小取決於負載情況。
此時,輔助支路電感Lrx上電流ILrx(t0)為
iLrx(t0)=ILrx(max)?? (4)
2)t0~t1時間段
??? 在t0時刻,開關管S3在電容C3及C4的作用下零電壓關斷。從t0時刻開始,電路開始發生LC諧振,使C3充電,C4放電,此階段等效電路如圖3所示,其中C為C3與C4的並聯,變壓器原邊電壓及電流為vp和ip,電容C上的電壓及電流為vc和ic。在這時間段分別為
vp=Llk??? (5)
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