非互补有源钳位可实现超高功率密度反激式电源设计.docx

【Word版本下载可任意编辑】 PAGE 1 - / NUMPAGES 1 非互补有源钳位可实现超高功率密度反激式电源设计 离线反激式电源在变压器初级侧需要有钳位电路（有时称为缓冲器），以在正常工作期间功率MOSFET开关关断时限制其两端的漏源极电压应力。设计钳位电路时可以采用不同的方法。低成本的无源网络可以有效地实现电压钳位，但在每个开关周期必须耗散钳位能量，这会降低效率。一种改良的方法就是对钳位和功率开关采用互补驱动的有源钳位技术，使得能效得以提高，但它们会对电源的工作模式带来限制（例如，无法工作于CCM工作模式）。为了克服互补有源钳位电路所带来的设计限制，可以采用另外一种更先进的控制技术，即非互补有源钳位。该技术可确保以更具成本效益的方式使用钳位能量。  本文将简要介绍反激式电源中对初级钳位电路的需求。然后比较和比照无源钳位方案、互补有源钳位方案以及非互补有源钳位方案的使用，很后介绍一款支持非互补钳位方案且可实现超高功率密度反激电源设计的芯片组。  在反激式变换器中，当初级侧开关关断时，电压(VOR)由次级侧反射至初级侧，存储的能量通过变压器传输到负载（图1）。VOR经变压器圈数比加以放大，叠加在VDC输入母线电压后会增大开关器件两端的电压应力。在传统电路中，会使用无源初级钳位电路来对这个电压加以限制。  图1：无源初级钳位RCD解决方案（高亮显示部分）需要耗散大量的热量，限制了反激式电源的效率和工作频率  除了电压应力(VIN VOR)外，在初级开关管关断时还会产生很大的电压过冲,这是由初级绕组漏感中存储的能量造成的。钳位电路可对由此三个方面因素构成的电压过冲开展限制以保护初级开关（图2）。此外，在这种电路配置下，功率开关在漏极电压较高时开通。开关损耗与VDS2成正比，因此高VDS会增加开关的开通损耗，从而进一步降低效率。  图2：开通损耗和钳位损耗都与开关频率有关。  钳位电容吸收漏感能量，但该能量随后被钳位电阻所消耗。在每个开关周期中都会有能量损失，这样在现实当中就限制了开关频率的提高。而较低的开关频率，则需要使用更大的变压器。因此，使用无源钳位会增加损耗并不得不使用较低的开关频率，这两种情况都会增大电源尺寸。而使用有源钳位则可以突破这些限制。  互补有源钳位  有源钳位用一个开关代替RCD钳位中的电阻，这个开关通常是一个功率MOSFET（图3）。它不是用来耗散漏感能量，而是可以将漏感能量回传至变压器。在互补有源钳位中，当主MOSFET关断时，钳位开关开通，两者之间具有一小段死区时间。此时钳位电容被充电。而在下一个主MOSFET开通之前，钳位开关关断，钳位电容中的能量得以再循环至输出端。这种有源钳位被称为互补驱动方案，因为主MOSFET和有源钳位开关以互补方式工作。  图3：典型有源钳位方案的简化原理图  零电压开关可以使用复杂的自适应控制技术来实现，以实现漏感和钳位电容之间的谐振。当钳位开关关断时，漏感与钳位电容谐振产生的负向电流，在功率MOSFET开通之前对其COSS两端的电压开展放电，从而实现零电压开关。对于输出电容比较高的设计，将会导致谐振效果变差（输出电容会经过变压器反射至初级，进而增加钳位电容的容量）。通常变压器当中将会没有足够的漏感储能来适应这种钳位容量的变化。为了克服这个问题，电源输出端往往需要使用两级LC滤波器来确保低的初级反射电容，同时还要满足输出纹波要求。这种互补有源钳位方案是对无源钳位的改良，但仍存在以下限制：  1.需要在轻载下使用脉冲串模式，这会导致更高的输出纹波  2.两级输出滤波器  3.仅限于临界导通模式或非连续导通模式（CrM和DCM）；没有CCM工作模式，使输出电压范围宽的USB PD设计难以实现  使用非互补有源钳位提高性能  采用非互补控制方案，不是在主MOSFET关断后的一小段时间后立即开通钳位开关，而是在主MOSFET开通之前短暂开通钳位开关。非互补控制能够在连续导通模式以及非连续导通模式（和CrM）下操作，并且仍可实现零电压开关。这使得设计出的电源具有非常宽的输入电压范围和较宽的输出电压范围，后者是设计高效USB PD充电器所需要的。对于传统的控制方案，非互补钳位开关的驱动信号与初级开关以及同步整流开关的同步设计面临着挑战。而采用单个控制器来管理所有三个器件的开关操作，可大大简化电路并确保可靠操作。  图4：对于非互补模式开关，有源钳位开关仅在主开关开通之前开关一个  非互补有源钳位控制可以使用Power Integrations的Innoswitch?4-CZ/Cla