开关电源环路设计.doc

开关电源环路设计 1 功率变换部分的小信号模型 1.1 电压型控制 1.1.1 开关电源的控制框图： 1.1.2 电压型开关电源电路小信号模型的传递函数： 控制对输出：Gvd(s)=v/d Gd0 W0 Q Wz BUCK V/D 1/sqrt(LC) R*sqrt(C/L) ∞ BOOST V/D’ D’/sqrt(LC) D’R*sqrt(C/L) D’2R/L BUCK-BOOST V/(DD’) D’/sqrt(LC) D’R*sqrt(C/L) D’2R/(DL) 1.2 电流型控制 1.2.1 电流型的小信号模型的简化传递函数（电流连续）： BUCKGvc(s)=R/(1+s*R*C) BOOSTGvc(s)=D’*R/2*(1-s*L/D’2/R)/(1+s*R*C/2) BUCK-BOOST Gvc(s)=-D’*R/(1+D)*(1-s*D*L/D’2*R)/[1+s*R*C/(1+D)] 2 补偿网络的形式： 2.1 超前补偿（PD）：Gc(s)=Gco*(1+s/Wz)/(1+s/Wp) 常用于包含双极点的系统中，如BUCK电路，能增加环路带宽，同时保持适当的相位裕度。低频零点Wz使补偿网络Gc的幅值随频率+20dB/dec增加，为此，要引入一个频率高一点的极点Wp来抵消Wz在高频段的作用。 相位补偿最大处在fphmax=sqrt(fz*fp)，对应的幅值补偿是Gc*sqrt(fp/fz)。 为使补偿后，环路在fc处有最大的相位补偿，则补偿网络中的fz、fp按如下计算： fz=fc*sqrt[(1-sin(θ))/(1+sin(θ))] fp=fc*sqrt[(1+sin(θ))/(1-sin(θ))]2.2 滞后补偿（PI）：Gc(s)=Gc∞*(1+WL/s) 常用于增加环路的低频增益，提高电源的稳压精度。常用于具有单个极点的补偿，如电流型的补偿。 假设希望补偿后的开环传递函数的交越频率在fc，而未补偿的开环传递函数在fc处的增益是Tuo(dB)，则：Gc∞(dB)=-Tuo(dB)；补偿网络的转折频率fL应远小于fc，避免其对原有开环传递函数的相位裕度的影响，可以取fL=fc/10 2.3 超前滞后补偿（PID）：Gc(s)=Gcm*(1+WL/s)*(1+s/Wz)/(1+s/Wp1)/(1+s/Wp2) 超前补偿用于增加相位裕度，滞后补偿用于提高稳压精度。 补偿网络的实现 R4对补偿网络没有影响。若C2C1, R1R3, 则有传递函数： Gc= Gcm*(1+ωL/s)*(1+s/ωz)/(1+s/ωp1)/(1+s/ωp2) 其中：Wz=1/R1C3 Wp1=1/R2C1 WL=1/R2C2 Wp2=1/R3C3 Gcm*sqrt(fp1/fz)=-Tu|fc 电压型PWM部分传递函数： dd/dVc=dton/dVc/T，dVc/dton即在ton处的电压变化率。对于带变压器的BUCK电路，输入电压Vi，输出电压Vo，输出电感Lo，变压器匝比(Np:Ns)K，原边检流电阻Rs，则电感电流变化率diL/dt=(Vi/K-Vo)/Lo, 折算到原边，得到检流电阻上的电压变化率dVs/dt=Rs*(Vi/K-Vo)/(K*Lo)，若斜率补偿是Kv，则进入PWM比较器的电压变化率dVc/dton=Kv*Rs*(Vi/K-Vo)/(K*Lo)，所以PWM部分的传递函数是： Gpwm=dd/dVc=(K*Lo)/[Kv*Rs*(Vi/K-Vo)*T] 例子1：电压型的补偿 TDA16888的补偿网络设计（当斜率补偿比较大时，电流型靠近于电压型的特性，所以采用电压型的小信号模型）a) 功率部分：V=54 D=0.4 R=10.8(5A) L=200uH C=1000uF K=2.8 (Np:Ns) Gvd=(V/D/K)/(1+s*L/R+S2*L*C)=48/(1+18.5e-6*s+2e-7*s*s) 光偶部分： Gop=dVpwm/dVo=CTR*Ra/Rb=100%*1/3=0.333 PWM部分: Gpwm=(K*Lo)/[Kv*Rs*(Vi/K-Vo)*T]=(2.8*200u)/[5*0.22*(400/2.8-54)*10u]=0.57 未加补偿的传递函数：Tu=Gvd*Gop*Gpwm=9.12/(1+18.5e-6*s+2e-7*s*s) 运放及补偿网络：(电压采样H已包含在其中) 采用PID补偿，Gc= Gcm*(1+ωL/s)*(1+s/ωz)/(1+s/ωp1)/(1+s/ωp2) 设补偿后：fc=3k, θ=70，（补偿后的交越频率要小于10%的开关频率），有 fz=fc*sq