正交振幅调制（QAM）最小移频键控（MSK）9.ppt

第 9 章 现代数字调制解调技术 9.2 最小移频键控(MSK) 9.3 高斯最小移频键控(GMSK) 9.4 DQPSK 调制 9.5OFDM 调 制 9.6 扩频调制 9.7数字化接收技术 图 9 - 37 所示为直接序列扩频系统对带内窄带干扰的抑制原理。解调器输入端信号和窄带干扰的功率谱如图 9 - 37(a)所示，解扩后输出信号和干扰的功率谱如图 9 - 37(b)所示。可见，解扩后信号带宽减小，功率谱增大，而干扰的功率谱扩展后带宽展宽，功率谱降低。解调器的滤波器将大部分信号频带外的干扰滤除，从而提高直接序列扩频系统的抗干扰能力。 2. 双四相扩频调制与解调 为了提高扩频系统的频谱利用率，调制方式可以采用四相调制，调制器原理图如图9 - 38 所示。调制器输出信号为 s(t)=mI(t)cIPN(t)cosωct+mQ(t)cQPN(t)sinωct 图 9 – 37 直接序列扩频系统对带内窄带干扰的抑制原理 (a) 宽带滤波器输出; (b) 解扩展后相关器输出 图3-38 双四相扩频调制器原理图 图3-39 双四相解调器原理图 xI(t)= mI(t)cIPN(t)+ nc(t) (9.6 - 16) xQ(t)= mQ(t)cQPN(t)+ ns(t) 解扩后的两路输出分别为 moI(t)=(Pc+ρ)mI(t)+noI(t) (9.6 - 18) moQ(t)=(Pc+ρ)mQ(t)+noQ(t) (9.6 - 19) 式中 ρ= 为同相和正交两路扩频码之间的相关系数，noI(t)和noQ(t)为输出噪声。moI(t)和moQ(t)经过并/串变换即可恢复出发送数据序列。  由式(9.6 - 18)和式(9.6 - 19)可以看出， 解调器输出性能除了受加性噪声noI(t)和noQ(t)影响外，还要受扩频码cIPN(t)和cQPN(t)之间的相关系数ρ的影响。一般情况下ρ值很小， 可以忽略。但是在移动通信中，由于多径衰落信道，使得ρ的影响不能忽略。因此，需要对双四相调制方式加以改进。  3. 复四相扩频调制与解调 复四相扩频调制与解调原理图如图 9 - 40 所示。调制器也是两次调制方式，解调器与双四相解调器相似。调制器输出信号为 s(t)=［mI(t)cIPN(t)-mQ(t)cQPN(t)］cosωct+［mI(t)cQPN(t)+mQ(t)cIPN(t)］ sinωct 图 9 - 40复四相扩频调制与解调原理图 (a) 调制器; (b) 解调器 接收端解调器输入为 r(t)=s(t)+n(t) =［mI(t)cIPN(t)-mQ(t)cQPN(t)］cosωct +［mI(t)cQPN(t)+mQ(t)cIPN(t)］sinωct+n(t) (9.6 - 22) 四相正交解调器同相支路和正交支路输出分别为 xI(t)= ［mI(t)cIPN(t)-mQ(t)cQPN(t)］+ nc(t) xQ(t)= ［mQ(t)cIPN(t)+mI(t)cQPN(t)］+ ns(t)]  通过正交解扩后， 同相支路和正交支路输出分别为  moI(t)=PcmI(t)+noI(t)  moQ(t)=PcmQ(t)+noQ(t)  由式(9.6 - 25)和式(9.6 - 26)可以看出， 解调器输出性能只受加性噪声noI(t)和noQ(t)影响，而与扩频码cIPN(t)和cQPN(t)之间的相关系数ρ无关。moI(t)和moQ(t)经过并/串变换即可恢复出发送数据序列。因此，采用复四相扩频调制与解调方式，消除了扩频码之间相关系数ρ的影响。  9.6.2跳频扩频 在跳频扩频中，调制数据信号的载波频率不是一个常数， 而是随扩频码变化的。在时间周期T中，载波频率不变， 但在每个时间周期后，载波频率跳到另一个(也可能是相同)的频率上。跳频模式由扩展码决定。 所有可能的载波频率的集合称为跳频集。  直接序列扩频